传输线是我们在微波应用中经常用到的，但是传输线再设计的时候往往都是通过一些理论模型进行计算，得到线宽以后进行设计。
就我个人而言 我经常用ADS的LineCalc进行计算，然后按照计算的结果进行传输线的设计。
最近发现一个问题，不论是LineCalc计算，还是利用ADS自带的Momentum仿真，或者通过CST仿真，对象就是一条简单的传输线，发现不同的工具得到不同的结果。而且所有的结果都和实际测量结果较大的差异。
利用CST MWS仿真，利用edge discrete port设置传输线两边50Ohm的端口，进行时域仿真，仿真结果和实验结果相比，特征阻抗的结果总是比实际测得的特征阻抗偏小
利用ADS Momentum进行2.5D仿真，仿真结果的特征阻抗往往比实际测得的结果要大一些，相比之下Momentum更加接近测量值一些。
但是以上两种测量的结果如果从阻抗随着频率的变化趋势上来看 几乎都没有可比性，和测量结果差异太大。
我个人认为好的仿真也许不一定完全与实验测得的结果统一，但是至少可以表现出和实际测量结果一直的规律。但是现在的仿真结果完全不能够达到我的要求，所以想请教一下各位在设计传输线的时候是否也遇到过同样的问题，或者对于传输线设计有比较好的经验或者工具的推荐，请不吝赐教。
P.S. 明天到实验室以后我会将测得数据的图像 以及CST工程文件作为附件上传，我更希望是我在仿真过程中的设置的错误，这样可以保持我对CST的期望：）
工程文件： 将zip改为cst即可
TL from Frank_5.zip
请大家帮我找找问题
建议将CST的激励方式改为波导端口，网格加密些再试试看呢。另外你的特征阻抗是怎么测的？
CST edge discrete port貌似不能看端口的特性阻抗吧。楼上说的很对，首先要自适应网格，保证S参数是收敛的。其次要求用波导端口激励，用波导端口激励才能看端口的特性阻抗的。
根本以往的仿真和经验，无论是同轴还是微带，CST特性阻抗计算还是相当准确的。
我的帖子的表述不够准确，我是想看传输线的特征阻抗，是通过史密斯图目测的，因为设计的是50欧姆的Microstrip line 和co-planar waveguide with Grounding（ADS中的CPWG）的结构，从史密斯图上可以明显的看出不是50欧姆 而且差得还比较远
另外通过读取smith图具体的点的阻抗 也是可以验证LineCalc的运算和仿真结果是否吻合。
最后就是因为有实际的测量结果进行对比
还想请教一下关于waveguide port的设置 对于这个我一直很困惑 可不可以上一个waveguide port仿真传输线的例子，给我指导一下，不胜感激！
非常感谢您的经验的分享，我也觉得cst的仿真结果应该不错 所以想向您请教一下您的wave guide端口是怎么设置的 可否方便上传一个例子 让我看看 特别是waveguide port和物体之间的距离 以及waveguide port的区域大小的选择 还请赐教：）
嗯，今天还是有时间，来分析一下你的这个模型。我想楼主应该已经有实物的实测结果作对照，假设这个尺寸已经是50欧姆的阻抗。
首先分析你上传的原始模型： 
离散面端口2的局部视图： 
边界条件：Open Add Space，仿真频率：1-3 GHz，Global Mesh Propoties：20、5、20，总网格数：35819，Min. Mesh Step：0.3。XY面网格视图： 
仿真得到的S参数： 
仿真得到的Smith Chart： 
总仿真时间：39秒（端口1）。
好，这个模型我直观看见第一个问题就会是：问什么要使用Open Add Space边界？一个传输线结构，不进行任何远场辐射的计算，为什么要把计算区域设置得这么大？空间“撑大”的唯一结果就是网格线密度被迫降低，下图是传输线区域的网格线视图： 
仔细看上面的图，中心导体和共面地之间只在金属边缘处生成了两条网格线，中间再没有其余的网格线。再这么重要的空间区域内缺少网格线会造成电磁场计算得很大误差！
好，在原始模型的基础上做一些修改。仍然使用DiscreteFace Port，边界条件改为Conducting Wall，X轴正负方向和Z轴正方向加1 mm的"surrounding space"。模型视图： 
Frequency：0-3 GHz，Global Mesh Properties：10、10、10，总网格数：48985，Min. Mesh Step：0.21。XY面网格视图： 
对比上面的网格视图，网格密度已经提升了很多。看看细节处的网格线分布： 
可见金属间距之间多生成了3条网格线。
仿真得到的S参数： 
和上面的仿真结果很不一样，却更合理。仿真得到的Smith Chart： 
对比上面的结果，这个模型“显得”更匹配。
总仿真时间：135秒。
接下来看看Waveguide Port的情况。
把Discrete Face Port删除，由于是Grounded CPW结构，因此不需要设置成为Multipin Waveguide Port，就是用普通的Waveguide Port。Port面选择全部的金属边缘（中心导体、共面地和底层的地）。由于U轴正方向处PCB边缘的接地过孔太靠近波导端口，使得波导传输方向前三个网格inhomogeneouse，因此将第一排过孔删除。模型如下： 
波导端口的设置中，按照CST MWS帮助文件《Waveguide Port Overview》中间Co-planar结构的建议设置，Z轴正方向应该扩展1.31毫米，这个数值是共面地间距（W）的二分之一。不过，运行Port Mode Calculation会发现这个尺寸并不能完全捕获端口处的电磁场，因此这里的扩展直使用2.5毫米。因为端口尺寸和仿真最高频率的原因，这个结构引入了高次模，因此在Waveguide Port Properties里将Mode选择为2，在Transient Solver里选择"Calculate modes only"，计算的端口1模式如下：
端口1模式1电场分布： 
这是一个正常的电场分布，注意计算得到的端口1的line impedance是50.3欧姆！
端口1模式2电场分布： 
仿真得到的S参数（只计算模式1）： 
仿真得到的Smith Chart（只计算模式1）： 
可见，在网格密度提升的前提下，Waveguide Port和Discrete Face Port可以得到近似的仿真结果，具体准确性还需要和实际测量结果相比较才能确定。
注：如果你的模型是一些“规则”的传输线结构，比如microstrip, stripline, coupled microstrip, CPW, grounded CPW等等，或者说，你的模型可以在Macros -> Calculate -> Calculate Analytical Line Impedance里面找到对应的选项的话，建议使用Waveguide Port。
收兵回营……
我顺便问一下，共面带状线怎么加端口比较好呢？我直接加波端口的话会提示我必须用multipin port...如果我用集总端口的话，就不能直接看到它的特性阻抗了...
（我发现很多小软件都不能计算它的阻抗啊...比如说cst中的Macros -> Calculate -> Calculate Analytical Line Impedance以及txline吧）
共面结构的方法是类似的，不管是Coplanar Microstrip还是Stripline，都可以看作是Coplanar Waveguide。
我没见过有任何情况是提示必须使用Multipin Waveguide Port的……。
通常我都直接使用Waveguide Port计算端口line impedance。
哦...谢谢哈...还有一个问题，我算一个简单的微带线时，发现结果中的wave impedance比用空气中的波阻抗除以根号下介质相对介电常数大好几十欧姆啊？我还用等效相对介电常数算了一下，还是打了几十欧姆啊？
为什么你认为微带线的wave impedance仍然适用“Z0/(sqrt(mue_r*epsilon_r))”这个公式？
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